在大型數(shù)字波束合成天線中，人們非常希望通過組合來自分布式波形發(fā)生器和接收器的信號這一波束合成過程改善動態(tài)范圍。如果關(guān)聯(lián)誤差項不相關(guān)，則可以在噪聲和雜散性能方面使動態(tài)范圍提升10logN。這里的N是波形發(fā)生器或接收器通道的數(shù)量。噪聲在本質(zhì)上是一個非常隨機的過程，因此非常適合跟蹤相關(guān)和不相關(guān)的噪聲源。然而，雜散信號的存在增加了強制雜散去相關(guān)的難度。因此，可以強制雜散信號去相關(guān)的任何設(shè)計方法對相控陣系統(tǒng)架構(gòu)都是有價值的。

在本文中，我們將回顧以前發(fā)布的技術(shù)，這些技術(shù)通過偏移LO頻率并以數(shù)字方式補償此偏移，強制雜散信號去相關(guān)。

已知雜散去相關(guān)方法

在相控陣中，用于強制雜散去相關(guān)的各種方法問世已有些時日。已知的第一份文獻1可以追溯到2002年，該文描述了用于確保接收器雜散不相關(guān)的一種通用方法。在這種方法中，先以已知方式，修改從接收器到接收器的信號。然后，接收器的非線性分量使信號失真。在接收器輸出端，將剛才在接收器中引入的修改反轉(zhuǎn)。目標信號變得相干或相關(guān)，但不會恢復失真項。在測試中實現(xiàn)的修改方法是將每個本振(LO)頻率合成器設(shè)置為不同的頻率，然后在數(shù)字處理過程中以數(shù)字方式調(diào)諧數(shù)控振蕩器(NCO)，以校正修改。

圖1所示為ADI公司收發(fā)器ADRV9009的功能框圖。

每個波形發(fā)生器或接收器都是用直接變頻架構(gòu)實現(xiàn)的。Daniel Rabinkin的文章《前端非線性失真與陣列波形合成》詳細地討論 了各種直接變頻架構(gòu)。4 LO頻率可以獨立編程到各IC上。數(shù)字處理部分包括數(shù)字上/下變頻，其NCO也可跨IC獨立編程。Peter Delos的文章《寬帶射頻接收器架構(gòu)的選項》對數(shù)字下變頻進行了進一步的描述。

接下來，我們將展示一種方法，可以用于在多個收發(fā)器上強制雜散去相關(guān)。首先，通過編程板載鎖相環(huán)(PLL)偏移LO的頻率。然后，設(shè)置NCO的頻率，以數(shù)字化補償施加的LO頻率偏移。通過調(diào)整收發(fā)器IC內(nèi)部的兩個特性，進出收發(fā)器的數(shù)字數(shù)據(jù)不必在頻率上偏移，整個頻率轉(zhuǎn)換和寄生去相關(guān)功能都內(nèi)置在收發(fā)器IC中。

圖2所示為具有代表性的波形發(fā)生器陣列功能框圖。

為了從頻率角度說明概念，圖3展示了一個帶有來自直接變頻架構(gòu)的兩個發(fā)送信號的示例。在這些示例中，射頻位于LO的高端。在直接變頻架構(gòu)中，鏡像頻率和三次諧波出現(xiàn)在LO的相對側(cè)，并顯示在LO頻率下方。當將不同通道的LO頻率設(shè)置為相同的頻率時，雜散頻率也處于相同的頻率，如圖3a所示。圖3b所示為LO2的設(shè)置頻率高于LO1的情況。數(shù)字NCO同等地偏移，使RF信號實現(xiàn)相干增益。鏡像和三次諧波失真積處于不同的頻率，因此不相關(guān)。圖3c所示為與圖3b相同的配置，只是RF載波添加了調(diào)制。

圖3. 用頻率顯示雜散信號的光譜示例。三個示例：(a) 無雜散去相關(guān)的兩個組合CW信號；(b) 強制雜散去相關(guān)的兩個組合CW信號；以及 (c) 強制雜散去相關(guān)的兩個組合調(diào)制信號。

測量結(jié)果

組裝了一個基于收發(fā)器的8通道射頻測試臺，用于評估相控陣應用的收發(fā)器產(chǎn)品線。評估波形發(fā)生器的測試設(shè)置如圖4所示。在該測試中，將相同的數(shù)字數(shù)據(jù)應用于所有波形發(fā)生器。通過調(diào)整NCO相位實施跨通道校準，以確保射頻信號在8路組合器處同相并且相干地組合。

圖4. 波形發(fā)生器雜散測試設(shè)置。

接下來，我們將展示測試數(shù)據(jù)，比較以下兩種情況下的雜散性能：一是將LO和NCO都設(shè)為相同的頻率；二是偏移LO和NCO的頻率。所使用的收發(fā)器在一個雙通道器件內(nèi)共用一個LO（見圖1），因此對于8個射頻通道來說，共有4個不同的LO頻率。

在圖5和圖6中，收發(fā)器NCO和LO都設(shè)置為相同的頻率。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產(chǎn)生的雜散信號都處于相同的頻率。圖5所示為通過頻譜分析儀測得的各發(fā)射輸出。圖6所示為組合輸出。在這個特定的測試中，相對于載波以dBc為單位測量的鏡像雜散和LO泄漏雜散展現(xiàn)出改善的跡象，但三次諧波沒有改善。在測試中，我們發(fā)現(xiàn)，三次諧波在各個通道之間始終相關(guān)，鏡像頻率始終不相關(guān)，LO頻率根據(jù)啟動條件而變化。這反映在圖3a中，其中，我們展示了三次諧波的相干疊加、鏡像頻率的非相干疊加以及LO泄漏頻率的部分相干疊加。

圖5. 各通道的波形發(fā)生器雜散（LO和NCO設(shè)為相同的頻率）。

圖6. 組合波形發(fā)生器雜散（LO和NCO設(shè)為相同的頻率）。注意，在這種配置中，三次諧波雜散沒有改善。

在圖7和圖8中，收發(fā)器LO全部設(shè)為不同的頻率，并且同時調(diào)整數(shù)字NCO的頻率和相位，使得信號相干地組合。在這種情況下，由鏡像、LO泄漏和三次諧波產(chǎn)生的雜散信號被強制設(shè)為不同的頻率。圖7所示為通過頻譜分析儀測得的各發(fā)射輸出。圖8所示為組合輸出。在這個測試中，相對于載波以dBc為單位測量的鏡像雜散、LO泄漏雜散和三次諧波雜散開始擴散進噪聲，將通道組合起來后，每種雜散都展現(xiàn)出改善的跡象。

圖7. 各通道的波形發(fā)生器雜散（LO和NCO的頻率偏移）。

圖8. 組合波形發(fā)生器雜散（LO和NCO頻率偏移）。注意，在這種情況下，雜散的頻率有所擴散，并且相對于單個通道SFDR，其SFDR有明顯的改善。

當組合非常少量的通道時，比如在本測試中，雜散的相對水平實際上提高了20log(N)。這是由于信號分量相干地組合并以20log(N)遞增，而雜散根本沒有組合。在實踐中，通過組合大通道陣列和更多通道，改善程度有望接近10log(N)。原因有二。首先，在組合大量信號的情況下，充分擴散雜散以獨立考慮每個雜散是不現(xiàn)實的。以1 MHz調(diào)制帶寬為例。如果規(guī)格規(guī)定，要在1 MHz帶寬內(nèi)測量雜散輻射，那么最好擴散雜散，使它們相距至少1 MHz。如果無法做到，則每1 MHz的測量帶寬都會包括多個雜散分量。由于這些分量將處于不同的頻率，所以，它們將不相干地組合，并且在每1 MHz帶寬中測得的雜散功率將以10log(N)遞增。然而，任一1 MHz測量帶寬都不會包含所有雜散，因此在這種情況下，雜散N小于信號N；盡管改進增量為10log(N)，但一旦N足夠大，使其雜散密度能在測量帶寬內(nèi)容納多個雜散，則與無雜散信號去相關(guān)的系統(tǒng)相比，絕對改善量仍然優(yōu)于10log(N)——也就是說，改善量將介于10log(N)和20log(N)分貝（或dB）之間。其次，這個測試是用CW信號完成的，但現(xiàn)實信號會被調(diào)制，這將導致它們擴散，使得在組合大量信道的情況下，不可能實現(xiàn)不重疊的雜散信號。這些重疊的雜散信號將是不相關(guān)的，并且在重疊區(qū)域以10log(N)不相干地遞增。

當將不同通道的LO設(shè)為相同頻率時，需要特別注意LO泄漏分量。當兩個信號分支相加時，模擬調(diào)制器中LO的不完全消除，這是導致LO泄漏的原因。如果幅度和相位不平衡是隨機誤差，則剩余LO泄漏分量的相位也將是隨機的，并且當將許多不同的收發(fā)器的LO泄漏相加時，即使它們的頻率完全相同，它們也將以10log(N)不相干地疊加。調(diào)制器的鏡像分量也應如此，但調(diào)制器的三次諧波則不一定這樣。在少量通道被相干組合的情況下，LO相位不太可能是完全隨機的，因此測得數(shù)據(jù)中展示了部分去相關(guān)的原因。由于信道數(shù)量非常多，因此，不同通道的LO相位更接近隨機條件，并且預計為不相關(guān)疊加。

結(jié)論

當LO和NCO的頻率偏移時，結(jié)果會測得SFDR，其清楚地表明，所產(chǎn)生的雜散全部處于不同頻率并且在組合過程中不相關(guān)，從而確保在組合通道時SFDR能得到改善。現(xiàn)在，在ADI公司的收發(fā)器產(chǎn)品中，LO和NCO頻率控制已經(jīng)成為一種可編程的特性。結(jié)果表明，該功能可用于相控陣應用，相比單通道性能，可確保陣列級的SFDR改善。