有源RF和FEM的第二個關鍵屬性是諧波行為。諧波行為由非線性器件引起，會導致在比發射頻率高數倍的頻率下產生輸出功率。由于許多無線標準對帶外輻射進行了嚴格的規定，所以工程師會通過測量諧波來評估RF或FEM是否違反了這些輻射要求。
測量諧波功率的具體方法通常取決于RF的預期用途。對于通用RF等器件備來說，諧波測量需要使用連續波信號來激勵DUT，并測量所生成的不同頻率的諧波的功率。相反，在測試無線手機或基站RF時，諧波測量一般需要調制激勵信號。另外，測量諧波功率通常需要特別注意信號的帶寬特性。
使用連續波激勵測量諧波
使用連續波激勵測量諧波需要使用信號發生器和信號分析儀。對于激勵信號，需要使用信號發生器生成具有所需輸出功率和頻率的連續波。信號發生器生成激勵信號后，信號分析儀在數倍于輸入頻率的頻率下測量輸出功率。常見的諧波測量有三次諧波和五次諧波，分別在3倍和5倍的激勵頻率下進行測量。
RF信號分析儀提供了多種測量方法來測量諧波的輸出功率。一個直截了當的方法是將分析儀調至諧波的預期頻率，并進行峰值搜索以找到諧波。例如，如果要測量生成1GHz信號時的PA三次諧波，則三次諧波的頻率就是3GHz。
測量諧波功率的另一種方法是使用信號分析儀的零展頻（zero span）模式在時域中進行測量。配置為零展頻模式的信號分析儀可以有效地進行一系列功率帶內測量，并將結果以時間的函數形式表現出來。在此模式下，可以在時域上測量選通窗口中不同頻率的功率，并使用信號分析儀內置的取平均功能進行計算。
使用調制激勵的諧波
實際上，許多PA被用來放大調制信號，而且這些PA的諧波性能需要調制激勵。與使用連續波類似，通常在接近設備飽和點的功率電平下，將已知功率激勵信號發送到PA的輸入端。
測量諧波輸出功率時，工程師通常會根據測量時間和所需的準確度等不同限制條件而采用圖通方法。
實際上，3GPP LTE和IEEE 802.11ac等無線標準并沒有對諧波的要求進行具體的規定，而是規定了在一定頻率范圍內最大雜散輻射要求。例如，3GPP LTE規定LTE發射器在超過1GHz的頻率下，在1MHz的帶寬內不能發射超過-30dBm的功率。在這種情況下，驗證PA是否會導致發射器超出此限制需要工程師在1 MHz帶寬下測量不同諧波頻率下的輻射。
實際上，工程師們采用了一系列方法來確保PA不會違反雜散輻射要求。在研發或特性分析實驗室中，工程師通常會使用頻譜信號分析儀或是矢量信號分析儀直接測量雜散輻射。然而，在制造環境中，由于測試時間至關重要，工程師通常直接測量諧波功率并使用統計相關性來預測PA是否違反雜散輻射要求。
測量調制信號的諧波需要仔細注意測量帶寬，因為諧波所需的測量帶寬因不同階次的諧波而異。舉例來說，當測試需要N MHz測量帶寬的PA的輸出諧波時，三次諧波的測量帶寬必須為3 * N MHz，而五次諧波的測量帶寬必須為5 * N MHz。例如，圖16展示了諧波的帶寬隨著諧波階次的增加而增加。
諧波的帶寬
由于現代通信信號諧波要求較寬的帶寬，所以工程師可以根據信號分析儀的瞬時帶寬來在時域或頻域上測量諧波。使用信號分析儀的零展頻模式進行時域諧波測量是第一選擇，但實際情況未必切實可行。例如，精確測量160MHz 802.11ac信號的三次諧波需要480MHz的瞬時帶寬。在這種情況下，需要生成非突發激勵信號或者需要小心地配置信號分析儀的功率觸發，以確保每次采集的信號等效于突發信號。
需要注意的是，GSM、UMTS和LTE等蜂窩標準的規范對發射信號的最大雜散輻射（而不是諧波功率本身）進行了具體規定。因此，除了使用實際諧波之外，許多工程師還會根據雜散輻射限制來分析無線PA的特征。
互調失真理論知識科普
PA線性度的另一個重要指標是互調失真（IMD）。雖然IMD是衡量所有PA 線性度的重要工具，但是該指標最常用于不需要相鄰信道功率測量的通用功率放大器。
互調失真理論
為了理解IMD，我們需要回顧一下非線性系統的多音信號理論。雖然單音激勵信號會在該信號頻率的每個倍數處產生諧波行為，但是多音信號產生的非線性產物需要在更寬的頻率范圍才會出現。
如圖17所示，PA輸出端的二階失真產物出現在輸入信號頻率每個倍數的頻率處。f2 - f1, 2f1, f1 + f2,和2f2處產生的失真產物包含每個輸入音的二次諧波以及兩個輸入音頻率相加和相減頻率處的失真產物。
三階失真描述的是一階基音信號和每個二階失真產物之間的相互作用。 事實上，通過數學計算，可以看到兩個特定的三階失真出現在接近基音頻率的頻率下。以一個實際應用為例，當PA發送調制信號時，三階失真作為帶內失真出現在鄰近感興趣頻帶的地方。
IMD測量描述的是基音和相鄰三階失真之間的功率差的比率，用dB表示。IMD測量的一個重要特征是一階和三階失真之間的功率比完全取決于每個音的絕對功率電平。
在許多器件的線性工作區域中，一階音和三階失真產物的比率常常很高。 然而，隨著基音輸入功率的增加，三階失真產物也隨之增加。實際上，基音的功率每增加1dB，互調失真產物會增加3dB。
理論上，由于三階失真產物功率的增加速度會比基音功率增加的速度更快，所以兩種類型的信號在功率電平上最終相等，如圖18所示。從理論上來講，基音和三階失真產物功率相等的點為截斷點，這個點也稱為三階截點（TOI或IP3）。
使用PXI信號分析儀測量IMD和TOI
互調失真（IMD）和三階截點（TOI）是NI-RFSA軟件前面板（SFP）的內置測量功能。進行這些測量時，可以將信號分析儀的頻率設置為以兩個基音為中心頻率，以確保可以看見高于本地噪聲的三階失真產物。在NI-RFSA SFP上選擇檢測音，生成測量結果。NI-RFSA SFP會自動識別基音的功率差以及三階失真產物的功率差，并顯示正確的測量結果。
輸出功率與IMD的關系圖
實際上，IP3/TOI是計算所得而非測量所得的結果。一階產物和三階產物之間的功率增加比是3:1，利用等式24可以計算出IP3。
等式24. 將IMD轉換為IP3
TOI是衡量PA性能的重要指標，因為IMD比率取決于功率電平。TOI的測量將IMD性能的要素與絕對功率電平相結合，并通過一個數字來表示性能。
IMD測量配置
根據IMD測量理論，執行該測量需要雙音激勵信號激勵信號。在大多數應用中，配置雙音激勵信號的首選方法是將RF信號發生器連接至RF功率組合器，如圖所示。
由于IMD是一種常見的測量方式，許多RF信號分析儀具有內置測量功能來測量IMD或IMD/TOI。事實上，NI-RFSA SFP可以自動檢測基音和三階失真產物，并計算出IMD比。
測試高性能PA時，必須確保生成最干凈的雙音信號。在某些情況下，僅僅使用組合器并不能在兩個信號發生器之間提供足夠的隔離，也就無法產生足夠干凈的雙音信號。在這些情況下，來自某一個源的能量會泄漏到另一個源中，導致DUT出來來自測量儀器的弱互調產物。
改進隔離的一種方法是選擇具有高端口間隔離的組合器。通常，純電阻組合器的隔離度僅為6dB至12dB，具體取決于電阻器拓撲結構。一個值得借鑒的經驗是測量大于+ 25dBm的IP3值需要大約40dB的隔離度。在組合器隔離不足的情況下，可以使用衰減器、隔離器甚至是放大器來改善組合器的端口間隔離。
假設源功率足夠高，提高隔離的一個方法是在每個源和功率組合器之間連接一個衰減器，如圖20所示。衰減器為在相反方向上為通過的信號提供額外的隔離。如果兩個端口都使用定向耦合器或隔離器來增加隔離度，則隔離度可高達50dB。然而，耦合器通常限于單倍頻程使用，因此不適用于寬頻應用。
利用衰減器提高源隔離
當需要高功率激勵信號時，具有足夠反向隔離功能的放大器是最佳選擇。除了在端口之間提供隔離之外，放大器還可以為激勵信號提供增益，從而生成高功率雙音激勵信號。
