盡管滿擺幅（rail-to-rail）運算放大器現在是一種公認的高端直流（dc）電流檢測方法，但可靠的電路仍然需要仔細的分析與設計。

在負載的高端進行電流檢測通常是可取的。不過，為了成功地實現這種方法，工程師們必須克服一些設計障礙。現在，由于可以得到滿擺幅運算放大器，圖1所示 電路業已成為一種受歡迎的高端直流檢測手段。這種電路受歡迎有幾個原因，它以單電源供電，電源電壓范圍寬，因而適用于高端或低端電流檢測。輸入 CMRR（共模抑制比）也與運算放大器本身的基本抑制特性相當，并且不依賴于電阻器的匹配。該電路的增益和輸入輸出電壓范圍設置方便，可達到±1%乃至更 佳測量精度。只要元件選擇得當，它還可以在很寬的溫度范圍內工作，并且不需要“特殊功能”IC或單電源IC。

本例采用的滿擺幅運算放大器的優 點是，輸入共模范圍可以一直“達到”正電源電壓。大多數常規運算放大器的輸入電壓范圍僅僅在正電源電壓的大約1V或2V 以內。在選擇滿擺幅運算放大器時要小心謹慎。制造商可能使用這一術語來表示輸入電壓范圍、輸出電壓范圍或同時表示輸入和輸出電壓范圍。在本例應用中，滿擺 幅運算放大器的主要特性是，其輸入范圍包含正電源電壓。剛上市的一些運算放大器都具有高端檢測所必需的這一特性，不過這些器件并沒有歸類為滿擺幅運算放大器；其中一個例子就是LF355 FET輸入型運算放大器。

圖1，這一基本的直流電流檢測電路具有良好的測量精度，可在很寬的溫度范圍內工作，不需要獨家生產的集成電路。

圖1所示電路先檢測電流檢測電阻器兩端的壓降，然后調節輸出晶體管的工作點，從而在ROUT和由RIN形成的反饋路徑中產生同樣的電流。由于本例中的晶體管具有反相響應，你必須將反饋路徑接回到同相輸入端，以獲得完全的負反饋響應。該電路的傳遞函數為：

這個電路存在幾個潛在的誤差來源。很顯然，你要確保電流檢測電阻器具有應用所必需的精確度。再者，你要確保增益電阻器（ROUT/RIN）很精確。R'IN是 選件，用來進一步降低由運算放大器的輸入偏置電流引起的任何失調誤差。除此之外，你還得在輸出晶體管上費些腦筋。如果你使用雙極結型晶體管，則附加的基極 電流會產生輸出誤差。如果雙極結型晶體管具有的β為100（β=100），你就可以預料到輸出會提高1%（即1/β，用百分比表示）。你可以用達林頓晶體 管來大大降低這種誤差。此外，你也可以使用MOSFET，這種器件因其源極電流和漏極電流完全相同，不存在這種等效的基極電流誤差。但是，由于可能存在由 MOSFET漏電流引起的誤差，所以漏電流小的器件是最佳選擇。這種漏電流只是在測量零電流或甚小電流值時才會產生誤差，但是不會像雙極結型晶體管那樣產 生“增益”誤差。

最后一個要解決的問題是輸入和輸出的濾波。在大多數情況下，增加一只與ROUT并聯的電容器就綽綽有余了。這樣做就可給出如下熟悉的濾波響應：

如果輸出必須對負載電流的快速變化迅速做出響應，則你要確保輸出濾波器符合必要的上升/下降時間要求。你可以通過以下公式快速估算該值：%20。

如果你的電路必須在輻射電平和傳導噪聲電平很高的惡劣環境下工作，則要確保檢測引腳盡可能短并減小這些引腳之間的環路面積。不要把電容器直接接在運算放%20大器的反相引腳和同相引腳之間；這樣做可能會導致嚴重的穩定性問題。如果你堅持要在輸入端增加濾波功能，那就要采用圖2所示的安排。CDIFF有助于限制差分噪聲的帶寬，在其他情況下，這種噪聲會被作為合法信號加以放大和處理。元件參數值如圖2所示時，3-dB帶寬大約為800%20Hz。修改輸出級（ROUT和COUT）還可以進一步提高過濾功能。

運算放大器能充分抑制共模噪聲，如60-Hz噪聲，但是其抑制共模噪聲的能力隨頻率的升高而降低。在這一方面，可以在運算放大器不起作用處增加共模電容器（CCM）來濾除共模噪聲。在所給的例子中，f3dB-CM設置為大約160 kHz。不要使用電容量較大的CCM來進一步改善共模抑制性能。如果CCM電容器的電容值太大，匹配又不良，共模噪聲就會轉換成（由于電容器值失配而引起的）差模信號，于是，放大器會將其作為合法信號來處理。

一個經驗法則是選用對設定輸入帶寬最有意義的CDIFF值。然后，選用CCM,使其電容量小到1/10，最好為1/100。并要確保這些電容器具有合理的容差和良好匹配。溫度系數很小的陶瓷電容器價格低廉，非常適合用做CCM。此外，還要記住運算放大器電源引腳之間適當去耦也是非常重要的，因為傳導噪聲也可通過電源進入，尤其是在運算放大器直接由高端電源線供電（如圖所示）時。

該電路的輸出阻抗等于ROUT， 因此，如果你將該電路輸出端連接到一個具有相對較低輸入阻抗的ADC（例如許多微控制器中的ADC），那就要使用跟隨器來緩沖輸出，以防止輸出端無謂加載 和引起重大差錯。幸運的是，如果使用的是雙運算放大器，就可以將剩余的運算放大器配置成跟隨器，從而在不增加空間的情況下，很方便地完成這一任務。

規定使用±15V電源的滿擺幅運算放大器，可以由高達30V的電源供電。在由較高電壓的電源供電時，圖3所示電路非常理想。運算放大器僅承受齊納穩壓器 兩端的電壓，而輸出晶體管則提供必要的以地為基準的電平移動。對高端電壓最大值的唯一限制是，它不可超過輸出晶體管的額定擊穿電壓。

圖3，在進行高壓直流電流檢測的場合，齊納穩壓器為運算放大器提供了一個高端基準電源。

要注意的是，運算放大器的參考點是相對于其V+電源端的，而在前面電路中則是相對于V-電源端的。這就要求你用npn晶體管（或n溝道FET）去替換pnp晶體管（或p溝道FET），并觀察反相和同相輸入端的合適取向。在其他情況下，適用于前面電路的公式、論述、濾波技術和工作原理同樣適用于這一電路。這個電路的唯一不利之處是，如果輸出要求緩沖的話，它必須使用一個獨立的運算放大器。

這些電路都很靈活，通常具有良好的性能。不過，根據運算放大器、晶體管和濾波器電路的最終選用情況，進行測試并確保在整個預期的電流測量范圍內具有足夠 的順應性，這始終不失為明智之舉。你只要在電路受到負載電流階躍變化時，用示波器監測基極電壓或柵極電壓，就可以驗證這一穩定性。

表1列出了 現成的電流檢測集成器件，這些器件的體系結構與本文中所述的相同。不過，盡管表1所列的許多器件可能相互之間“功能相同”，但不可能找到任何一種非獨家生 產的器件。在選用這樣一種器件時，要確保其電壓額定值在設計的電源電壓范圍之內。有些器件可進行雙向電流檢測，并可能具有比較器來提供“行程”指示。有些 器件的實際額定工作溫度為-40℃至+125℃，使其在汽車和工業中的應用范圍得以擴大。

IR21XX系列的獨特之處在于，其浮動溝道體系結構允許在高達600V的電位下進行高/低端電流檢測。其輸出不是模擬電壓，而是正比于被測電流的輸出脈沖寬度。它允許在沒有ADC的情況下進行微處理器接口。此外，它還可通過光耦合器來傳遞脈沖寬度，實現真正的隔離。

表1還列出了一些可供選用的霍爾效應型電流檢測器件。霍爾效應型電流檢測可實現電流變壓器那樣的完全隔離；兩者的區別就在于霍爾效應既適合直流電流檢測又適合交流電流檢測。

表1所列器件絕非完整無缺，許多制造商會定期在其產品系列中增加電流檢測器件，并且以甚至更快的速度淘汰一些產品。